用于地球同步卫星通信的可操控且模块化的条形馈电贴片天线（SSFPA）

《IEEE Access》：Steerable and Modular Stripline Series-Fed Patch Antenna (SSFPA) for GEO Satellite Links

　　摘要：本文介绍了一种用于Ku波段地球同步轨道（GEO）通信的模块化带状线串联馈电贴片天线（SSFPA）的设计与制造方法。该天线采用模块化且可扩展的设计理念，通过将两个8×16元素的天线阵列镜像合并，形成了一个8×32元素的天线阵列，这种阵列可以方便地重新配置或扩展以满足不同的系统需求。基于精心优化的带状线串联馈电结构的馈电网络实现了电子式的高度方向波束控制。本文重点讨论了高度方向波束控制性能的设计与实验验证，而方位角扫描的机械集成部分则留待后续研究。已制造出该天线的原型并进行了全面测试。测试结果显示，其高度方向波束控制范围为0°至55°，并且在整个工作频段和扫描范围内均保持了稳定的辐射特性。这种性能得益于镜像结构对波束偏斜的有效补偿。在中心设计频率11.7 GHz时，该相控阵天线的测量增益为23 dBi，在该频率范围内最大增益降低约4 dB。

第一节 引言
地面Wi-Fi和蜂窝网络的覆盖范围存在固有限制，导致许多地区无法获得可靠的连接。随着对“随时随地”无缝连接的需求不断增加，地面网络与非地面网络（NTN）的融合变得至关重要，这种融合旨在满足对带宽、移动性和覆盖范围日益增长的要求[1]、[2]、[3]、[4]、[5]、[6]。这种融合为无线通信领域，特别是射频（RF）和微波工程开辟了新的研究方向[7]。
NTN中的一个关键挑战是定义和实现多种不同的用例，每种用例都有其独特的设计和实现要求[8]。其中，车辆移动场景尤为具有挑战性，因为车辆移动速度快、信号条件变化迅速，同时需要持续可靠的连接，以支持低数据速率的紧急通信和高数据速率的应用（如高清媒体流传输）[1]、[8]、[9]。为此，设计适用于车载卫星接收的天线终端是一个关键问题，该天线应具备高性能、快速扫描能力，并且体积小、成本低[8]。
目前市场上尚无同时满足所有这些要求的解决方案。现有的商用解决方案（如Kymeta [10]和Thinkom [11]的产品）虽然增益性能良好，但平面尺寸较大（约1×1平方米），成本较高（数万欧元），这限制了它们在汽车市场的应用。因此，开发紧凑、适应性强、高性能且具有成本竞争力的车载卫星通信天线技术成为一个非常相关且前沿的研究课题。
尽管最近有研究探索了泄漏波波束扫描天线在集成传感和通信以及交通监控等应用中的潜力[12]、[13]，但移动卫星通信（SATCOM-on-the-move）更多采用相控阵和超表面技术[14]来实现。平板相控阵天线被认为能够满足这些需求[15]、[16]。然而，要获得更高的增益通常需要更大的孔径尺寸，这会增加波束控制的复杂性和成本，因为二维电子扫描阵列中的每个元件都需要独立的移相通道[16]。为了解决这个问题，可以采用混合波束控制方法，即在高度方向采用电子控制，在方位角方向采用机械控制[15]。此外，对于需要简单性的带宽受限应用，串联馈电通常比并联馈电更受欢迎。在串联馈电配置中，射频能量以级联方式从一个元件传递到下一个元件，从而降低了复杂性、减少了损耗，并提高了紧凑性[17]、[18]。
串联馈电天线阵列已经探索了多种馈电配置和应用[17]、[18]、[19]、[20]、[21]、[22]。其中，早期的实现之一[17]结合了并联馈电和串联馈电的方式，以实现具有良好旁瓣抑制的定向波束。这种组合优于单纯串联馈电，因为它有助于减少由串联馈电频率敏感性引起的波束偏斜。
在串联馈电天线阵列的背景下，文献中报道了多种基于微带馈电技术的解决方案[18]和[19]。在[18]中报道了8个双端印刷偶极子的微带馈电线性阵列，在[19]中报道了10个双端印刷偶极子的微带馈电线性阵列。这些阵列无法扩展为二维平面结构，也无法以模块化形式排列。在[20]中介绍的微带馈电天线是一个12个元件的串联馈电阵列，通过调整分流串联馈电的输出阻抗和相位来实现良好的波束特性。另一个使用微带馈电的实现方案见于[21]，但同样不具备模块化特性。在[22]中提出了一种与本文提出的解决方案类似的微带实现方案，但其辐射带宽较窄。本文提出了一种用于Ku波段卫星接收的混合带状线串联馈电贴片天线（SSFPA）阵列，该阵列结合了谐振馈电和锥形馈电技术来提高带宽。此外，带状线馈电结构的实现有助于减少损耗和不必要的耦合[23]。
本文采用模块化设计方法，可以通过复制相同的子阵列块来构建更大的阵列，而无需重新设计整个结构[24]、[25]。在硬件层面，高度可扩展的相控阵天线的集成对于支持地面基站与卫星链路之间的无缝过渡至关重要。这种方法提高了设计的可扩展性，并通过简单添加更多模块来增强增益。所实现的天线系统具备高度方向电子波束控制功能，未来计划将其集成到机械执行方位角扫描的混合架构中。
据作者所知，长串联馈电技术尚未在模块化阵列的设计中得到应用[26]。在[26]中设计了一种模块化阵列，每个模块包含四个元件，通过并联馈电网络连接。在[27]中设计了一种模块化子阵列，优化了辐射元件的位置以减少其数量。在这些实现方案中，模块通过RF电缆通过Wilkinson分配器连接。在本文提出的解决方案中，天线模块直接使用连接器连接到波束成形网络。
制造的天线由两个8×16元素的阵列块组成，采用线极化方式，并采用带状线馈电网络，这与文献中大多数依赖微带技术的天线不同[18]、[19]、[20]、[21]、[22]、[28]、[29]。带状线馈电的使用使得设计能够支持双极化而无需进行重大修改。
该天线经过精心优化，以满足带宽和波束方向性的要求，模拟辐射带宽约为17%，与现有文献[18]、[22]、[28]、[29]、[30]相比表现出优异的性能。实际测量证实，其扫描范围在高度方向上为0°至55°。
本文的结构如下：第二节概述了所提出的天线结构；第三节详细分析了带状线串联馈电的设计与优化过程；第四节描述了天线的硬件实现；第五节比较了测量结果和仿真结果；第六节对全文进行了总结。

第二节 提出的天线结构
本节描述了用于设计带状线串联馈电贴片天线（SSFPA）的模块化方法、天线堆叠结构以及构成阵列的辐射元件特性。

A. 模块化方法
所提出的天线采用模块化架构，可以连接n排各包含2个模块的单元（见图1），每个模块负责总辐射模式的一半。两排模块通过位于背部的微型推插式SMPS连接器（SMPS）连接[31]。这些连接器比SMP连接器小45%，因此实现了天线与波束成形网络（BFN）之间更加紧凑和高效的接口（见图1）。可以通过复制更多模块来提高增益，使设计既可扩展又能适应不同的系统需求。在实现的配置中，BFN上安装了16个连接器，用于连接8排各包含2个模块的单元。图中A排和B排的模块是相同的，并且关于yz平面呈镜像对称（见图1）。

B. 天线堆叠结构
所提出天线的多层堆叠结构如图2所示。这种设计非常适合未来在车辆应用中的集成。整个堆叠结构包括表示无源天线层的AL层和表示波束成形网络层的BL层（见图2）。
AL1层包含共面波导（CPW），SMPS连接器安装在该层上，用于将天线连接到BFN。AL2层作为CPW和带状线的接地平面，其中包含连接CPW与带状线的垂直通孔。AL3层包含串联带状线，AL4层作为带状线和位于最上层AL5上的辐射贴片的接地平面。不同基板使用预浸料层（εr=2.7, tanδ=0.001）粘合在一起。所有天线基板均采用Rogers RT5880（εr=2.2, tanδ=0.0009）作为电介质材料，因为该材料在感兴趣的频率范围内损耗较低。
承载辐射贴片的基板是最厚的，厚度为1.574毫米，而均匀带状线和共面波导（CPW）基板的厚度分别为0.254毫米和0.127毫米。CPW和带状线接地层之间有两层预浸料（每层0.12毫米厚）。包括预浸料层（每层0.12毫米厚）和铜层（每层0.018毫米厚）在内，天线堆叠结构的总厚度为2.815毫米。
图2还展示了BFN层的结构。波束成形网络的详细描述将在第四节中给出。

C. 天线元件
单个天线元件由探针馈电的贴片天线组成（尺寸为7.80×10.80毫米2）。探针馈电优于孔径耦合，因为它可以直接连接到带状线，消除了对基板偏移的需求，从而降低了天线的高度。
为了简化制造过程，用于馈电的探针从AL5延伸到AL1，以避免使用盲孔（见图3a）。图3b显示了带有探针延伸和没有探针延伸时的单个天线元件仿真结构。从图3b可以看出，探针延伸不会影响反射系数，仅导致天线共振频率略有变化。

第三节 串联带状线馈电的分析
所提出的阵列中使用的馈线采用分流串联带状线配置，与微带馈电相比，这种配置提供了更好的屏蔽效果和更低的损耗[18]、[30]。所采用的设计采用混合结构，其中T型接头同时馈电给锥形部分和谐振部分。通过逐步设计流程，优化了馈电系统，以实现宽辐射带宽、良好的波束宽度和较低的旁瓣水平。
图4a展示了串联馈电网络的完整示意图，其中展示了两排各包含8×16个模块的阵列。这两个模块关于yz平面呈镜像对称，在每个模块内部，前四排关于xz平面呈镜像对称，这种对称性有助于抑制不必要的交叉极化效应[17]。串联馈电网络的剖析：(a) 完整阵列中两列中央元素的视图，对应于两个镜像的8×16元件模块的中央列；(b) 串联馈电网络的详细尺寸。显示全部

在这个设计中的一个关键挑战是抑制高阶模式[30]，这是通过布置与馈线平行的栅栏来实现的，确保它们之间有半个波长的间距。为了降低计算复杂性，这些栅栏被模拟为等效的金属墙（图4a）。

以下部分中呈现的所有仿真分析都是使用CST Studio Suite? [33]作为电磁仿真器进行的。

A. 垂直过孔过渡
为了实现紧凑的天线结构，从共面波导（AL1）到带状线（AL3）实现了一个垂直过孔过渡，该过渡通过接地平面（AL2），如图2所示。这种过渡经过优化，以确保在目标频带内的阻抗匹配。可以通过调整接地平面（AL2）上的匹配垫宽度来实现这种匹配，如图5 [34]所示。此外，为了抑制不必要的串扰，在信号过孔周围引入了同轴过孔[34]。图5b提供了到带状线的垂直过孔过渡的详细尺寸。图5. 垂直过孔过渡到带状线（SL）：(a) 透视图；(b) 层层尺寸。

每一排天线都有两个输入端（每个模块一个），因此每排天线需要两个这种类型的过渡。AL3处的带状线是一个T型接头，连接到谐振和锥形馈电。

B. 谐振和锥形馈电
混合配置由一个T型接头组成，该接头分别馈电给谐振和锥形馈电。这个接头位于垂直过孔过渡的带状线连接处（见图4b）。接头处的总功率等于：
Pt=PRes+PTap,
(1)
其中，PRes 和 PTap 分别是流向谐振馈电和锥形馈电的功率。我们考虑PRes>PTap，以将更多功率导向谐振馈电，从而增强中心元件的增益。这种不均匀的功率分配是通过在T型接头处选择不同的特性阻抗来实现的，其中ZoR=50Ω 代表指向谐振馈电的阻抗，ZoT=70Ω 代表指向锥形馈电的阻抗。这些馈电通过使用优化值的四分之一波变压器与垂直过孔过渡匹配（见图4b）。

在谐振馈电中，传递的功率在所有辐射贴片之间均匀分布，并且使用短截线在输入端实现阻抗匹配，如图4b所示。因此：
PRes=NR?PinR,
(2)
其中，PinR 是谐振馈电中每个辐射元件的输入功率（见图4b），而NR 是谐振馈电中的元件总数。

对于锥形馈电，功率的比例根据输入端给每个元件的阻抗比呈指数级减少。70Ω 的线，宽度为0.2毫米，减少了锥形馈电的整体宽度，从而降低了阻抗比。功率的比例通过输入端到串联馈电的阻抗比来控制（见图4b），可以使用以下公式[22]、[28]、[30]进行估计：
PTap=Pn?1ratio+PNT?1ration=1,2,…,NT
(3)
其中：
Pratio=1?ZoT/Zin
NT 是锥形馈电中的元件总数（在所提出的配置中为13个）；
ZoT 是馈电线的阻抗；
Zin 是馈电和天线输入端的阻抗（见图4b）；
PNT?1ratio 表示从锥形串联馈电末端反射的功率。图4b中显示的λg/2短截线有助于将反射信号相位正确地返回到馈电线上。

阻抗Zin 取决于连接50Ω匹配天线和馈电线的四分之一波变压器。考虑到走线厚度的限制，这是由制造商规定的——在我们的特定情况下等于0.1毫米——这限制了可以达到的最大阻抗值。对于所选的介电材料和厚度，这个值等于95Ω。因此，馈电设计的阻抗比为Pratio=0.6。图4b中指示的180.5Ω阻抗通过四分之一波变压器与70Ω馈电线匹配。串联馈电中的总功率分布绘制在附录A中。

C. 半排分析
在较长的串联阵列中实现良好的带宽是具有挑战性的。为了解决这个问题，提出的工作包括对天线参数的详细分析，通过将谐振馈电中的元件数量NR从1变化到7，而锥形馈电中的元件数量固定为NT=13（参见图4a作为参考）。

图6a、6b和6c分别显示了当端口1（A模块的一排）被激发时，波束偏斜、波束宽度和旁瓣水平（SLL）的变化；图6d、6e和6f分别报告了完整排的SLL、波束宽度和方向性，即两半排的组合结果，每半排对应一个模块。

当NR=1（红色虚线）时，波束偏斜在+7°到?5°之间（图6a），波束宽度从6 dB变化到9 dB（图6b），而SLL在11.2 GHz后降至?24 dB（图6c）。两半排耦合在一起时，在整个频带内的SLL有所改善（图6d）；然而，由于波束偏斜较大，频率边缘的波束宽度较宽（图6e），并且由于谐振元件较少，整体方向性较低（图6f）。当谐振元件数量等于2时，也可以做出类似的考虑，如图6中的紫色点所示，增益略高，SLL和波束宽度较低。

对于NR=3（蓝色实线），偏斜范围减少到+5°到?4°（图6a），而波束宽度遵循NR=1和NR=2时的行为（见图6b），但SLL低约2 dB（图6c）。对于完整排，这种配置给出了可接受的SLL值，即≤?10 dB，如图6d所示，而10.7 GHz到12.7 GHz范围内的波束宽度和方向性分别达到≤12.5°和≥15.1 dB，这使得模拟的辐射带宽达到17.1%。

当NR=4个谐振元件（图6，黑色点划线）时，频率偏斜在±3°范围内变化（图6a），但半排的波束宽度在频率边缘变得更差（图6b）。此外，合并后的排的SLL遵循半排的趋势（图6c）。尽管由于波束偏斜较小，整体波束宽度较窄，且方向性较高（图6f），但SLL限制了整体辐射带宽。当谐振元件数量增加到5时（图6，绿色虚线），也观察到相同的趋势。

通过进一步增加元件数量到NR=6（浅蓝色点线）和NR=7（黄色点划线），波束偏斜分别在+8°到?6°和+7°到?6°之间变化（图6a）。半排的波束宽度表现出不规则的行为；然而，两种配置都显示出在10.9 GHz和12.5 GHz附近的增加趋势（图6b）。带宽的显著减少主要是由于SLL，它在频带边缘显著增加，导致操作带宽显著变窄（图6c和6d）。尽管如此，在这个减少的带宽内的增益与其他配置相比略高（图6f）。

从上述分析中总结并在表1中可以看出，在评估的配置中，使用3个谐振元件（NR）可以提供最平衡的性能。由于所选配置在10.7 GHz的较低频率下表现最差，波束宽度为12°，旁瓣水平为?10 dB，因此模拟了两个半排的组合以观察所选频率下的可实现性能。图7报告了沿与排平行的切线方向（即?=0°）的方向性。虚线表示激发端口1（馈电A模块的一排）时的结果，而虚线表示激发端口2（馈电B模块的一排）时的结果。结合端口1和端口2后的结果由实线表示。

表1 不同谐振元件馈电之间的比较总结

串联馈电最初是在中心频率（11.7 GHz）设计的。然而，在较低频率下进行设计时观察到性能有所改善。这个结论是基于两种阵列配置之间的比较：一种是在中心频率（11.7 GHz）下，元件间距对应于引导波长（λg）；另一种是在11.4 GHz下设计的。当馈电在11.7 GHz设计时，在高于最大关注频率（12.7 GHz）的频率下观察到改善的天线性能，如图8中的实线所示。然而，在11.4 GHz设计时，性能被转移到所需的频率范围内，从而相应地对齐所有天线参数。在最小关注频率（10.7 GHz）下，可以清楚地观察到半排的波束偏斜差异，见图8a。此外，当馈电在较低频率下设计时，所有其他相关参数（波束宽度、SLL和方向性）在感兴趣的频率范围内都有所改善；这种行为可以在图8b、8c和8d中观察到，其中报告了半排（虚线）和完整排（实线）配置之间的比较。

图9显示了11.7 GHz时的3D辐射模式。该模式是通过应用阵列因子从模拟的单排模式获得的。得到的辐射模式显示出?12.7 dB的旁瓣水平（SLL）和4.3°的波束宽度，而整个阵列的总方向性为27.75 dB。该天线在yz平面上提供了从0°到55°的电子波束指向（图9）。在未来的实现中，可以通过将此天线安装在一个旋转平台上来实现方位角指向。

D. 设计过程
所提出的模块化带状线串联馈电贴片天线的设计遵循了从前几节分析中得出的结构化方法。关键步骤总结如下：
- 在所需频段的中心频率设计辐射元件——在这种情况下是探针馈电贴片天线；
- 根据制造限制（例如，最小走线宽度）确定可实现的最高线路阻抗；这将影响设计中使用的锥形馈电的阻抗比；
- 使用线路阻抗计算阻抗比，以符合制造限制；
- 根据半阵列的偏斜分析选择元件数量，以覆盖所需的增益和波束宽度的辐射带宽。在这项工作中，三个共振元件足以覆盖整个频段，这一点从表1中总结的结果可以看出。最后，通过对图8中描述的馈电设计进行微调，比较了中心频率附近较低频率下的天线参数，从而提高了天线在整个感兴趣的带宽上的整体性能。所提出的方法为设计具有改进带宽和辐射特性的可扩展串联馈电阵列提供了一个系统框架。这种方法已应用于本工作中介绍的设计，唯一的限制是，为了减少计算负担，仅在电磁求解器中模拟了整个单行。

第四节 硬件实现
根据图2中报告的堆叠结构，制造了天线模块（见图10）。图10展示了构成制造天线的两个模块之一：(a) 正视图和 (b) 后视图。

承载电子元件的电路板采用混合四层堆叠结构，外层使用Rogers RO3003（εr=3.0，tanδ=0.001）作为基板材料，用于布线射频迹线；而专门用于低速信号和电源平面的内层则使用合适的FR4（εr=4.8，tanδ=0.022）材料，以降低成本并提高PCB的机械稳定性。相同的堆叠结构也用于制造无源和有源波束成形网络，以及一些用于测试天线并将实际迹线损耗与估计值进行比较的测试样品。

多层PCB的制造过程本身包含制造公差，特别是在铜层（例如，最小迹线的图案公差为±20%）和介电常数变化（RO3003为±0.04，RO5880为±0.02）方面。规格和限制遵循PCB制造商提供的指示。为了确保两个天线模块与电路板之间的正确对齐，需要精确放置射频连接器。为了限制这一阶段（信号相对较弱时）的欧姆损耗，电路板采用了SMPS类型的超小型射频连接器，这些连接器在工作频率下提供了机械稳定性和出色的性能。

A. 无源波束成形网络
设计了两种不同的无源波束成形网络，并在图11中展示，它们具有不同的用途：对于天线行级测试，一个2到1的Wilkinson功率合成器收集来自各个行的信号，从而能够独立测量每一整行。图11a显示了装有连接器的制造好的BFN的顶部。

对于完整的天线测试，使用一个8到1的Wilkinson功率合成器来组合所有行，从而测量整个无源阵列的响应（图11b）。

SMPS连接器被精心放置，以确保与天线的正确对齐和牢固连接。图11c显示了连接到天线模块的组装好的无源网络。这种模块化连接方式确保了低损耗的信号路径，并支持对各种阵列配置的直接测试。

B. 有源波束成形网络
有源波束成形网络（BFN）实现了两个主要目标：(1) 组合每个天线行的左右两半；(2) 对行进行最终组合，并施加所需的相位偏移。图12简要概述了整个系统架构。得到的信号仍然处于Ku频段，然后通过低噪声块（LNB）进一步处理，将其下转换为S频段并放大信号。图13详细展示了有源板的组织结构，所有射频组件和迹线都布置在板的背面。

图14详细展示了信号链的视图，其中来自天线行的输入信号在十六个SMPS连接器处被收集，然后被放大、组合，并通过数字相位移位器（DPS）中的可编程相位移位器和衰减器进行处理。在信号链的开始阶段，八个Renesas F6931双通道低噪声放大器（LNA）发挥了关键作用，每个天线行一个，提供24 dB的标称增益和1.1 dB的声明噪声系数（NF）[35]。这些IC在同一微小封装中提供了两个独立的射频放大器，尺寸仅为2.7×2.7 mm2，它们之间的相位和增益性能相匹配。通过使用这些双封装LNA，并仔细确保所有通往它们的射频迹线长度相同，可以控制同一天线行两个相干半部分之间的相位不平衡。

放大后，信号通过一个传统的Wilkinson功率合成器进行组合，如图13所示，该合成器比T合成器提供了更好的性能。一旦十六个射频输入（天线每侧八个）被组合成八行，信号就会进入数字相位移位器（DPS）。该板配备了一个波束成形芯片，即Renesas F6121，具有八个接收通道，能够在单波束模式下工作（由八个单极化元件驱动），或在双波束模式下工作（利用四个双极化元件[36]）。在这种实现中，芯片以单波束模式运行，因为元件是线性极化的。对于每个通道，波束成形芯片可以独立控制其增益和相位，步长分别为5.6°和0.45 dB，并允许选择输出端口。该芯片体积小巧，仅为4.6×3.8 mm2，且功耗效率高，整个八个通道的功耗约为273 mW（每个通道34.5 mW），电源来自2.3V轨。

数字控制部分包括一个STM32微控制器，位于DPS和外部世界之间。板载固件实现了设置序列、权重寄存器的读写等关键功能，同时还收集相关遥测数据（例如温度、功耗）以供调试使用。系统通过两个RS485端口与外部设备接口，其中一个端口用于永久连接到外部低噪声块（LNB）以执行控制和遥测功能。

大部分功耗被BFN IC和LNA的组合所消耗。对于当前的系统配置，我们估计在工作条件下的总系统功耗低于500 mW，其中控制电路约占给定数值的2%。

第五节 结果
在都灵理工大学的无回声室中测量了制造的天线模块以及无源和有源BFN。该室的大小为5×5×4 m3，并配备了一个球形近场（SNF）扫描仪，可以执行700 MHz至40 GHz范围内的测量（见图15）。测量设置如图15a所示，左侧是AUT，右侧是由开放式波导（OEWG）组成的测量探头。从AUT的顶板到探头的尖端的测量距离约为2.5 m。图15b显示了集成在AUT背面的有源波束成形网络的特写，详见图13。

A. 天线结果
初始测试使用了图11a中显示的无源板，这是一个2到1的合成器，可以单独测量每个组合的行。图16展示了在中心频率（即11.7 GHz）下四个不同行的测量性能，并将测量结果与仿真结果（第三节）进行了比较。测量得到的第1至4行的侧瓣电平（分别为?16.8 dB、?15.8 dB、?16.6 dB和?17.5 dB）略低于仿真值（?14.8 dB），而测量的波束宽度（在3°到4°之间）与仿真值4.3°非常接近。方向性值也显示出良好的一致性；观察到的轻微差异不能明确归因于单一原因，因为已经验证了行间耦合可以忽略不计（见附录B），更可能是由于实际实现和测量因素的影响，这些因素的单独贡献难以区分。

图17展示了在11.7 GHz下不同行形成的天线阵列在?=0°平面上可视化的仿真结果与测量结果。

图17展示了在不同频率下，在?=0°（见图17a）和?=90°（见图17b）平面上可视化的测量远场模式。这些结果是通过将无源8到1波束成形网络（图11b）连接到天线获得的。这种配置允许在整个频段内进行全阵列测量，并且波束固定指向侧面。为了清晰起见，没有报告交叉极化情况，但其抑制在整个工作频段内始终超过40 dB。从报告的结果可以看出，在频段的极端（10.7 GHz和12.7 GHz）处，性能明显下降；这种行为主要是由于串联馈电架构固有的频率依赖性波束偏移，在频段边缘更为明显。在这里，如果考虑SLL小于或等于?10 dB，则测得的辐射带宽为13.6%。这可以归因于与仿真设计之间的制造差异。除了11–11.2 GHz和12.1–12.4 GHz频率范围内的轻微不匹配外，反射系数在整个工作频段内始终低于?10 dB。

在初步使用无源波束成形网络进行测试后，将有源波束成形网络与天线集成（见图15a），并通过外部电源供电，控制通过连接到计算机的串行接口提供。图18展示了在11.7 GHz下u-v平面上两个指向角度的远场模式投影：侧面指向（见图18a）和指向30°（见图18b）。此外，图表还报告了距离最大值?6 dB的等电平曲线，以便清楚地了解模式在主瓣周围的分布情况。最后，图19是原型阵列的转向能力图，其中阵列因子衰减为0.68，波束遵循预期的轨迹。从15°到55°的扫描损耗从0.24 dB增加到4.9 dB，这意味着实现的天线遵循了阵列因子衰减，仿真和测量之间有很好的一致性。在55°时观察到小的偏差，可能是由于极端转向角度下的耦合增加以及有源反射系数的影响。这种辐射性能的下降需要考虑可能的缓解策略，包括在中等扫描角度下优化元件和波束成形，以在所需的扫描范围内获得最佳平衡。

表2展示了在不同频率点每个转向角度的交叉极化水平。结果表明了良好的交叉极化性能，表明结构的极化纯度很高。在15°的转向角度下，10.9 GHz和12.5 GHz的最低交叉极化水平为35.2 dB。11.7 GHz在15°转向角度下的最大值为55.6 dB。表2显示了每个转向角度和不同频率值的测量交叉极化水平（单位为dB）。表3总结了在可接受带宽范围内以及不同转向角度下的测量增益值。可以注意到，在中心频率（11.7 GHz）处，测量得到的增益达到23 dB，并且所有转向角度下的性能都相当稳定。在11.3 GHz到12.1 GHz的频率范围内，测量得到的增益变化在±3 dB以内，而波束宽度在转向平面内的变化范围为12.0°到25.5°，这与模拟结果一致。需要注意的是，用于比较的模拟模式是通过应用阵列因子得到的，这种近似方法存在一些限制（例如，忽略了行与行之间的相互耦合）。考虑到这一点，所获得的测量结果可以被认为是可靠和令人满意的。表3显示了每个转向角度和不同频率值的测量增益（单位为dB）。

B. 与以往实现的比较
表4展示了所提出的实现方案与其他文献中报道的串联馈电天线阵列在性能方面的比较。所提出解决方案的主要目标是提高辐射带宽，因为串联馈电配置通常比并联馈电配置具有更窄的带宽。因此，在进行比较时，指定覆盖的带宽是一个关键方面。几乎所有以往的实现都采用了微带技术。在[18]中，定义了一种提高串联馈电带宽的理论，并通过使用8个元素的较短阵列实现了20.9%的辐射带宽；然而，该设计不具备可扩展性。关于这一点，值得注意的是，增加辐射元素的数量通常会减少总带宽。带宽变窄的根本原因是32个元素所需的较长串联馈电路径引入了累积的频率依赖性相位变化，这限制了可实现的带宽。在[22]中，作者实现了一种几乎与当前解决方案相同的天线。尽管[22]中实现的带宽相对有限（约为2.3%），但由于该应用针对的是雷达而不是通信，因此是可以接受的。在[28]中，作者通过使用每行16个元素和每行的中心馈电实现了10.3%的带宽，而[29]提出了一种由4×25个元素组成的微带混合串联/并联馈电方案，只能实现5.3%的相对较窄的带宽。在[30]中，实现了一种带状线串联天线。该设计使用了64×48个元素，带宽非常窄（5.0%）。此外，与所提出的解决方案相比，这种设计不具备可扩展性。值得注意的是，所提出的阵列使用每行32个元素实现了13.6%的测量辐射带宽。模块化的8×16元素架构允许直接复制以实现更高的增益，无需重新设计馈电或辐射元素，只需调整提供模块化面板的波束成形网络即可。据作者所知，之前尚未有使用相对较长阵列（每行32个元素）获得此类性能的报告。与大多数基于微带馈电的先前设计不同，所提出的带状线配置减少了辐射损耗，改善了屏蔽效果，并便于与波束成形网络集成。此外，所采用的配置允许轻松集成额外的带状线BFN来垂直馈电贴片，从而实现双线极化天线。总体而言，这些比较突出了所提出方法的优势，展示了一种可扩展的、宽带的带状线串联馈电架构。所提出的解决方案是适用于需要高性能和大规模阵列的场景的良好候选者，可以超越传统的窄带应用。另一方面，在堆叠和制造过程中必须特别小心。尽管在不同转向角度下模拟和测量的模式非常相似，但观察到的效率低于预期。实际上，模拟预测的效率约为75%，而实际测量的效率约为32%。测量到的效率降低归因于连接器 和 BFN 的损耗（约1.9 dB），这是根据可用板子的测量估计得出的，加上难以量化的额外制造和组装相关效应，因为一旦组装完成，就无法检查内部层。此外，由于计算效率的原因，模拟中没有包括预浸层；然而，在未来的工作中进行敏感性分析可能有助于更好地评估它们对测量性能的影响。

与Ku波段的商用SATCOM移动终端（表5）相比，所提出的解决方案基于紧凑的相控阵架构，目前仅提供俯仰方向的电子转向，而方位方向的转向则通过未来与旋转平台的集成来实现混合2D扫描。采用的串联馈电架构允许在行级别进行控制，而不是在单个元素级别进行控制，因此控制点的数量随行数而不是元素总数而变化。在当前的8×32元素配置中，只需要8个控制点，这大大降低了硬件复杂性和成本。尽管这限制了电子扫描只能在一个平面上进行，但它显著降低了复杂性和成本。因此，目前单个原型（包括天线和BFN）的成本约为10,000欧元，在批量生产下预计会大幅降低，并且与Kymeta级别的商用解决方案相比具有竞争力，后者通常估计成本约为25,000至30,000欧元。根据中心频率处的测量增益估算的G/T（假设Tsys=127 K，使用估计的接收器温度87.2 K和[38]中报告的假设），低于大多数商用解决方案，主要是因为天线孔径较小。尽管如此，模块化设计允许直接扩展，32×32元素配置预计可以提供约6 dB的额外增益，并在成本增加不多的情况下相应提高G/T。

第六节 结论
本文介绍了用于Ku波段卫星通信的模块化和混合带状线串联馈电贴片天线（SSFPA）的设计、实现和实验验证。通过将两个8×16元素模块组合成一个可扩展的阵列，制造的解决方案在中心频率下实现了23 dB的增益和超过13%的辐射带宽。所提出的馈电架构基于混合共振锥形带状线配置，与传统串联馈电阵列相比扩展了带宽。模块化方法允许在不重新设计的情况下直接扩展到更高的增益，而混合转向策略（俯仰方向的电子控制和方位方向的机械控制）在复杂性和性能之间提供了成本效益的折中。与以往的研究相比，所提出的天线以其模块化方法、尽管使用长行但仍增加的带宽以及为车辆SATCOM应用优化的紧凑带状线实现而脱颖而出。这些结果表明，通过适当的优化，串联馈电架构可以有效地扩展到传统窄带场景之外，并暗示了它们在未来具有成本效益的SATCOM移动解决方案中的潜在用途，有待进行机械和环境验证。

附录A 串联馈电沿线的幅度分布
图20显示了随着共振元素数量增加，串联馈电一半线路的幅度分布。如方程（2）所述，共振元素的幅度相等。因此，随着共振元素数量的增加，幅度相等的元素数量也增加，而锥形区域向阵列的外缘移动。幅度锥形根据方程（3）绘制，所有情况下锥形元素的数量固定为13个。元素的总数从14个到20个不等。所有这些情况的详细分析见第三节C。图20. 随着共振元素数量变化，从阵列中心开始的相对幅度分布。

附录B 串联馈电的行间耦合效应
图21a和图21b中的模拟结果分别比较了在上方有相邻行时，单行在?=0°和?=90°时的辐射模式。图21c和图21d显示了图4a中描绘的两个中心行的相应比较，考虑了有和没有相邻行相互耦合的情况。观察到，行的相互耦合对指向性、旁瓣水平和波束宽度的影响非常小。图21. 行间耦合的影响：在有和没有上方相邻行时模拟的单行的指向性，在?=0°（a）和?=90°（b）截面上可视化；在有和没有相邻行时模拟的两个中心行的指向性，在?=0°（c）和?=90°（d）截面上可视化。